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變頻器低頻特性分析及改善措施

變頻器低頻特性分析及改善措施
1 概述
由變頻器構成的交流調速系統普遍存在的問題是，系統運行在低頻區域時,其性能不夠理想,主要表現在低頻啟動時啟動轉矩小,造成系統啟動困難甚至無法啟動。由于變頻器的非線性產生的高次諧波，引起電動機的轉距脈動及電動機發熱，并且電動機運行噪聲也加大。低頻穩態運行時，受電網電壓波動或系統負載的變化及變頻器輸出電壓波形的奇變，將造成電動機的抖動。當變頻器距電動機距離較大時及高次諧波對控制電路的干擾，極易引起電動機的爬行。由于上述各種現象，嚴重降低由變頻器構成的調速系統的調速特性和動態品質指標，本文對系統的低頻機械特性和變頻器的低頻特性進行分析，提出采取相應的措施，以使系統的低頻運行特性能得以改善。
2 變頻器低頻機械特性
2.1 低頻啟動特性
異步電動機改變定子頻率F1,即可平滑地調節電動機的同步轉速,但是隨著F1的變化,電動機的機械特性也將發生改變,尤其是在低頻區域,根據異步電動機的*大轉距公式:
Temax=3/2{np(U1/W1)2}/{R1/W1+/(R2/W1)2+(LL1+LL2)2} 式中np—電動機極對數;
R1—定子每相電阻;
R2—折合到定子側的轉子每相電阻;
LL1—定子每相漏感;
LL2—折合到定子側的轉子每漏感;
U1—電動機定子每相電壓;
W1—電源角頻率
可見Temax是隨著W1的降低而減小，在低頻時，R1已不可忽略。Temax將隨著W1的減小而減小，啟動轉距也將減小，甚至不能帶動負載。
2.2 低頻穩態特性
電動機穩態運行時的轉距公式如下:
TL=3np(U1/W1)2SW1R2/{(SR1+R2)2+S2W2(LL1+LL2)2 }
在角頻率W1為額定時,R1可以忽略。而在低頻時,R1已不能忽略,故在低頻區時由于R1上的壓降所占的比重增加,將無法維持M的恒定,特別是在電網電壓變化和負載變化時,系統將出現抖動和爬行。
3 變頻器調速系統低頻特性
3.1 諧波分析
由變頻器構成的調速系統,由于變頻器的非線性,電動機定子中除了基波電流外,還有各次諧波電流,由于高次諧波的存在,使電動機損耗和感抗增大,減少了cosφ,從而影響輸出轉距,并將產生6倍于基波頻率的脈動轉距。
以電流波形中的5次、7次諧波來分析，在三相電動機定子電流中的5次諧波頻率為 F5=5F1 (F1為基波電流頻率)，它在電動機氣隙中產生空間負序的磁勢和磁場，這個磁場的轉速 n51為基波電流所產生磁場的轉速n11的5倍，并且沿著與基波磁場反的方向旋轉，由于電動機轉速一定，并假設接近n11，這樣由5次諧波磁勢在轉子內感應出6倍于基波頻率的轉子電流，此電流與氣隙基波磁勢的合成作用產生6倍于基波頻率的脈動轉距。
7次諧波所產生的磁場與基波同相序，但它所產生的旋轉磁場轉速7倍于基波旋轉磁場的轉速，故相應轉子電流諧波與氣隙主磁場的相對轉速也是6倍于基波頻率，也產生一個6倍于基波頻率的脈動轉距。
以上兩個6倍于基波頻率的脈動轉距一齊使電動機的電磁轉距發生脈動，雖然其平均值為零，但脈動轉距使電動機轉速不均勻，在低頻運行時影響*大。
3.2 準方波方式下脈動轉距的產生
分別設ψ1、ψ2為定子磁鏈及轉子磁鏈的空間矢量，在穩態準方波(QSW)運行方式時(橋中晶閘管用1800電角脈沖觸發)ψ1在輸出周期內沿著正六邊形的周邊運動。ψ2沿著與六邊形同心的圓周運動，在準方波運行方式下ψ1和ψ2運動是連續的，但它們且有重大的區別，當矢量ψ2以恒定定子電壓角速度W1旋轉時，矢量ψ1以恒定的線速度沿正六邊形周邊運行，矢量ψ1線速度恒定導致其角速度的變化，進而引起ψ1和ψ2的夾角δ變化，除此，當ψ1沿著六角形軌跡移動時其幅值在一定程度上也有變化。當電動機空載時，由于處于穩態ψ1與ψ2的夾角與轉距T在W1t=0、π/6、π/3時為零，而當W1T≠0、π/6、 π/3時，δ不為零，它與上面提到的ψ1幅值變化一起引起低頻轉距脈動，其頻率為定子電壓基波的6倍，當電動機帶負載時對應于一個恒定的δ均值，低頻轉距脈動將疊加于恒定轉距均值之上。
4 系統低頻特性改善措施
4.1 啟動轉距的提升
由于系統在低頻時R1上的壓降影響,使系統的啟動轉距隨W1下降而減小,為此變頻器設有轉距提升功能,該功能可以調整低頻區域電動機的力矩,使之與負荷配合,增大啟動轉距。可選擇自動轉距提升和手動轉距提升模式，其原理是提升定子電壓也就相應提高了啟動轉距，但提升電壓設置過高，將導致電流過大引起電動機飽和、過熱或過電流跳閘。如 1336PLUS系列變頻器的轉距提升功能，可自動調整提升電壓，以產生所需的電壓，可根據預定轉距所需的電流來選擇提升電壓，轉距提升在控制電流的同時使電動機處于*佳運行狀態，在選擇手動轉距提升時，要結合實際情況來設定轉距提升值。
4.2 改善低頻轉距脈動
變頻器構成的交流調速系統的低頻轉距脈動直接影響系統動態特性,不論是變頻器的生產廠和系統集成的工程技術人員,都在盡力于改善低頻區脈動這一技術問題.如采用磁通控制方式、正弦波PWM控制方式，它不是按照調制正弦波和載波的交點來控制GTR的導通和關斷，而是始終使異步電動機的磁通接近正弦波，旋轉磁場的軌跡是圓形來決定GTR的導通規律。在很低的頻率下，保證異步電動機在低速時旋轉均勻，從而擴大了變頻調速范圍，抑制異步電動機的振動和噪聲。其圓形旋轉磁場的實現，是通過檢測磁通使控制環節隨時判斷實際磁通超過誤差范圍與否，來改變GTR的工作模式，從而保證旋轉磁場的軌跡呈圓形，以減少轉距脈動。
4.3 圓周PWM方法降低轉距脈動
“圓周”的含義是指定子磁鏈ψ1空間矢量在高斯平面中沿著一個非常接近于圓周的多邊形，其以降低電動機脈動轉距為目的來確定電壓脈沖的寬度和位置。三相逆變器為全波橋式結構，如其運行在這樣一種方式下，當交流輸出端(a、b、c)之一在任何時候接通直流母線(應同時接到另一個直流母線上),這一原理從圖1 (a)中可以明顯表示清楚。顯然交流輸出端接到直流母線方式有六種，這就導致定子電壓U1的空間矢量有六個位置，這六個位置如圖1(b)所示，圖1(b) 中六種開/關狀態對應著U1的六種位置，圖中粗線位置表示開關1、3、6處于開的位置，投影所產生的瞬時相電壓如下：
Va=Vb=1/3Vdc Vc=-2/3Vdc
其余類推，符號Va、Vb、Vc代表三相輸出電壓的瞬時相電壓值，假如Ia+Ib+Ic=0由空間矢量在A、B、C軸上的垂直投影就可得到Va、Vb、 Vc，除以上六種開/關狀態外，還有使開關1、3、5或2、4、6同時關斷兩種狀態，在這種情況下，交流輸出端a、b、c接到同一電位上，U1及Ua、 Ub、Uc順次變為零，將這種運行方式應用到一個三電平PWM逆變器上可獲得與兩電平PWM相比而言較低的諧波成分。
PWM形式是一種斬波準方波調制，負載上的相電壓由矩形段和零電壓段(U1=0時)組成，在每個電壓脈沖時刻，矢量ψ1以恒定線速度移動，而在零電壓段保持靜止，然而由于矢量 ψ2以恒定角速度W1轉動，ψ1和ψ2間的夾角δ就出現了，因此電壓斬波是引起高頻轉距脈動的主要原因，頻率與輸出電壓矩脈沖頻率相同。這是由于PWM自身固有的，實際上高頻轉矩脈動是很難消除的，并疊加于低頻轉矩脈動之上。為消除系統的低頻轉矩脈動可從以下兩種方式開展工作。
(1) 在電壓脈沖中間點的時刻,矢量ψ1、ψ2間的夾角δ在穩態運行時對于所有脈沖應保持恒定，消除由δ變化而產生的對低頻轉矩(頻率為6F1)的影響，在空載情況下δ=0盡管ψ1的幅值變化，低頻轉矩脈動仍然將被完全消除。
(2) 在恒定的負載時(δ-cost≠0)僅僅ψ1幅值的變化引起低頻轉矩脈動,而負載引起ψ2幅值的變化可以忽略,因此必須獲得一個比較接近于圓周的ψ1矢量軌跡。
圓周PWM是利用空載矢量ψ1的空間位置來確定電壓脈沖的中間點,即晶閘管導通段及零電壓段的合理組合,可以產生幅值變化可以忽略不計的ψ1,此原理如圖1 所示,ψ1停止時刻(即零電壓段)用圓點標出,確定電壓脈沖位置使它們對稱,如圖中各橫坐標的中間點,脈沖寬度(即持續時間)與橫坐標長度相對應,所要求的輸出電壓來確定.自然電壓波形周期由ψ1矢量沿多邊形轉一周所需的時間確定。采用此方法在保持輸出電壓由零到*大值可變的同時，可有效的消除低頻轉矩脈動

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